摘 要：介绍一种新的实现三相有源功率因数校正电路——单极变换电路，本文介绍的单级变换电路具有功率因数校正与DC/DC变换二个电路的功能，该主电路的特点是结构简单，工作可靠。
关键词：功率因数校正 单极变换 三相
一、引言
随着电力电子技术的发展，对电源变换装置的要求越来越高，特别是对输入功率因数。目前单相通信电源大多采用被动式功率因数校正电路，功率因数可做到0.99以上, 但三相供电的通信电源则是采用被动式功率因数校正电路,功率因数在0.93左右, 總的電流諧波失真度比较大, 會存在EMC上的問題。
三相主动式PFC校正有多种实现方式，通常是做为一独立的单元，这种独立的三相功率因数校正变换器的输出电压一般为800V，甚至高达1000V。这就要求提高后級的DC-DC变换器开关管的电压定额。当三相电压输入电压较高时（例：大于462V），因它的峰值电压已大于800V，则此电路就不能保证有较好的功率因数校正作用。
为了解决独立的三相功率因数较正变换电路存在的不足，我们采用单极变换电路，即它把PFC校正和DC/DC变换为一体，很好地解决此问题。
二、单极变换电路拓扑及工作原理
2.1 工作原理分析
该电路的拓扑如图1所示，从图中可以看出，单极电路开关是采用二个背靠背的IGBT组成，这样组成的开关可以对正负二个方向电压和正反二个方向的电流进行導通和截止，因此该开关具有四象限功能。
圖1 單級變換電路
通過6個AC開關工作可以把三相電壓轉換成單相的周期性脈衝波形, 這些周期性高頻脈衝波形的伏秒要求相同, 並加到高頻隔離變壓器, 通過高頻變壓器傳到次級並進行整流, 整流后通過濾波電路輸出直流電壓。如果從交流電源中得到的功率是恆定的, 三相交流電壓是理想的, 則輸出的電壓不含電源的紋波成份, 除用於濾除輸出端開關頻率紋波的輸出電容外, 可以不需要其它的貯能元件。這可以從下面的公式可以得到驗證:
(1)
從公式(1)中得出結論:在從三相電壓中得到的功率如果是每相正弦的平方關係, 各相的相位是一個正確的關係, 則輸出功率是一個不含交流成分的恆定值。若得到相功率是正弦平方的關係, 就必須使電流與電壓保持同相。
由於單級變換是降壓式變換, 其開關電流幅度是負載電流轉換到變壓器原邊的電流。因此, 各相在整個開關周期內的平均電流Iav等於在此周期內導通時電流脈衝的幅度與占空比的乘積:
(2)
要得到正弦波的平均電流, 每個周期的平均電流必須與交流電壓成正比關係, 即所要求的電流為:
(3)
式中: Vcon是控制信號, 由電路中的回饋回路決定; Vac是交流電壓的振幅; k1是系數, 為常數。
占空比控制可以有多種方法實現, 如原邊或副邊電流模式控制, 這里我們採用原邊電流模式控制。在每個開關周期內對測量出的原邊開關電流進行積分。對每個導通的開關來講, 當電流的積分值與其對應的Idemend進行比較, 二者相等時此開關由導通狀態變為截止狀態(可參考圖3), 其公式如下:
(4)
式中 為導通占空比, 為常數, 与取樣電流傳感器有關; Ccontrol是積分電容; Ts為開關周期。
由(1)﹑(2)﹑(3)﹑(4)可得出:
(5)
式中:
(6)
(7)
由公式(7)可知, Vcon 與輸出功率成正比的關係, 它是由輸出功率來進行調節, 當輸出
功率恆定時Vcon是一常數, 由公式(3)可得出Idemand(t)在輸出功率恆定時, 它是一個正弦的電流, 相位與相電壓保持同相。
因此, 在閉環控制的單极變換電路中, 此功率變換器可等效接在三相上的三個電阻。
2.2 工作狀態分析:
图2中為三相交流輸入電壓波形, 其中：
(8)
(9)
(10)
圖2 三相交流輸入電壓波形
在t = t0時, VR = 0, 在開關周期里, 前半周期是: Q3, Q6導通, 電流方向為:
W相 Q3 Tr Q6 B相; 后半周期在導通期間是: W相 Q 4 Tr Q5 B相; (Tr: 隔離變壓器)
1. 在t0<t<t1’時段: 前半周導通期間分二部份, 先是Q5﹑Q4導通, 緊接著是Q5﹑Q2導通; 后半周的導通期先是Q6﹑Q3導通, 緊接著是Q6﹑Q1導通;
2. 在t1’<t<t1時段: 前半周導通期間也分二部份, 先是Q5﹑Q2導通, 緊接著是Q5﹑Q4導通; 后半周的導通期先是Q6﹑Q1導通, 緊接著是Q6﹑Q3導通;
3. 同理, 在t1 t2’, t2’ t2; …… ; t5 t6’, t6’ t6 各時段期間与t0 t1’, t1’ t1類似, 遵循的原則是: R﹑W﹑B三相電壓絕對值最高的相在前后半個周期中的導通時間里均導通, 次高的在半個周期中處於前面導通, 最低的在后面導通。
由上述的工作模式可以看出, 在一個開關周期里, 變壓器初級兩端分別加有正向, 反向脈衝
電壓波形, 通過變壓器實現了初級側的能量傳到次級側電路, 從而實現了單級變換。
三、功率因數因數校正原理
要做到功率因數校正, 就必須使每相的電流跟相對應的相電壓呈正弦變化(見2.1節分析), 利用單
級變換電路可較好地實現, 下面對其實現過程做說明:
圖3為圖2中t’時刻的工作情況分析, 通過圖3可以確定在此時各相在一個周期內的導通時間關
係, 從 圖2中可以看出, 在t’時刻, ︱VR︳>︱VW︳>︱VB︳。
由三相電壓之間的關係可得出t=t’時:
︱VR︳=︱VW︳+︱VB︳ (11)
由2.1節的原理分析及式(3)可得出如下關係:
IRd = IWd + IBd
則: t3 = t1 + t2 (12)
因為: IRd: IWd: IBd=t3: t2: t1 (13)
由式(12)和(13)可得出: IRd: IWd: IBd =t3: t2: (t3-t2) (14)
圖4為在t’時刻時各相所對應開關管的驅動波形圖, t3﹑t2和(t3-t2)分別為R﹑W﹑B三相電壓在t’時的導通時間比, 由式(3)和式(14)可以得出, 各相的電壓之比與其相對應的各相導通占空比之比值是相等的, 而各相的電流與對應的導通占空比是成正比的關係, 因此可進一步得出各相的電壓與電流是成正比的關係, 即:
iR : iW : iB = VR:VW:VB (15)
由式(15)可知, 各相電流與對應的相電壓是成正比的關係, 從而很好地實現了功率因數校正。
R相
Q1
t3 Q2
IRd
IWd W相 Q4
t2 Q3
IBd
B相 Q6
0 t1 t2 t3 T/2 T t2 t3 T/2 Q5 T
圖3: 在t’時刻各相導通時間關係 圖4: 在t’ 時各相開關的驅動波形圖
四、實際結果
單极變換技術在48V/100A 6KW的通信電源中已得到采用, 取得了很好的效果, 圖5為用示波器實際測出的各相電壓波形, 及其中一相電流波形。圖中: 紅﹑黃﹑藍三種顏色分別為三相電壓的波形, 綠色為電流波形, 對應於藍色的相電壓。 從圖中可以看出, 電流波形與電壓波形一致。
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圖5: 48V/100A 6KW整流模塊各相電壓與一相電流的實測波形圖
